摘要：在电力电子技术领域中，逆变技术有着其重要地位。随着通讯、电子技术和电力系统的进步，对电源的性能、重量、体积、效率和可靠性及环保提出了更高的要求，高频链逆变技术正是在这种情况下得到重视并蓬勃发展的。
　　本论文针对技术进行系统研究。从理论上介绍了双向电压型高频链逆变电源的原理特点及相应技术上的改进，以传统逆变电源技术与高频链电力电子技术作对比为基础讨论其可行性，对其采用的主电路拓扑结构进行推论。同时注重控制电路及控制策略引用比例积分和比例调节器对SPWPM 电路进行开关频率控制。

　　关键词： 电力电子技术；逆变电源；高频链电源；脉宽调制

    引言
    随着电力电子技术的飞速发展，以及各行各业对技术要求的不断提高，逆变技术越发重要起来。逆变技术在工业生产中的应用正越来越广泛。另外，由于化石资源的日益枯竭，新能源的开发开始提上了人们关注的重要议事日程，在新能源的开发和利用过程中，作为二次能源的电力技术成为掣肘能源转化的瓶颈。如何进行DC/DC 和DC/AC 电能变换使其便于存储，并转换成与电网电压一致的正弦电压，实现与电网的并网发电等等的技术就急需解决。
　　因此，逆变技术不仅在已有的通信、冶金、机械、铁路和航空等行业部门有着重要的应用（尤其是在不间断电源UPS 中的应用），在替代能源的研究中也有着不可替代的作用，逆变系统成为许多行业中不可缺少的设备。现代电源具有高功率密度、高效率、高可靠性和小型轻量化等优点。
　　随着科技发展各领域对电源要求越来越高，传统逆变技术自身固有缺陷也逐渐显露并越来越严重的限制了技术的进步。为了克服传统逆变器的缺点，Mr.ESPELAGE 于1977 年提出了高频链技术的概念[1]，并由于高频链技术能够大大减小逆变电源的重量和体积，所以成为国内外争相研究的热点。
　　高频链技术的概念提出以后，国内黄敏超博士提出了一种全桥电流源高频链逆变器，由全桥高频逆变器，高频变压器和周波变换器组成，利用高频变压器储存能量并实现电隔离和电压增益调整功能[2]。这种逆变器也可以实现能量双向流动。所谓的高频链逆变电源技术，也就是用高频变压器取代工频变压器实现电压调节和电压隔离以达到减小变压器体积和重量的目的，因此在第一逆变环节，直流电应转换为高频交流电而非工频交流电。相比较而言，电压双向型电源所经历环节较少，功率传输效率较高，并且功率可逆向传输，如图1 所示。电压双向型电源与电压单向型电源相比是由单向型中的间接变频电路变为直接变频电路。这种交交变频电路是把电网频率的交流电直接变换成可调频率的交流电的变流电路，这种电路称为周波变流器[3]。本文将主要针对双向电压型高频链逆变技术进行分析和设计。
　　1 双向电压型高频链逆变器拓扑及控制1.1 双向电压型高频链逆变器拓扑为了解决单向电压型高频链逆变器不能进行双向功率传输，以及克服功率变换环节太多的缺点，人们研究了各种双向电压型高频链逆变[4,5]。双向电压型高频链逆变器采用DC-HFAC-LFAC 的电路拓扑，只需要两级功率变换环节。它主要是由高频逆变器，高频变压器和周波变换器三分组成，DC-HFAC 高频逆变环节采用SPWPM调制，输出高频SPWPM，在中间交流环节用高频变压器调节电压大小，进行电气隔离，然后HFAC-LFAC 周波变换器环节将SPWPM 波变换成单极性SPWM 波，经LC 滤波器输出所需频率的正弦波。因其只有两级功率变换环节，所以效率较高，而且功率可以双向传输。
　　基于谐振环节的高频链逆变器很好的解决了双向电压源型高频链逆变器由于硬开关带来的双向开关电压尖峰问题，同时又克服了反激变换器传输功率低的缺点[6,7]。本文主电路采用循环换流器型的单相高频链DC/AC 变换器，其拓扑结构如图2 所示。主电路包括：220V直流电源，移相控制全桥ZVS 逆变器，高频变压器，用于解调的循环换流器，输出滤波器，电压互感器和电流互感器。高频变压器原边与逆变器相连，逆变器由四个开关管K1?K4 和与其反向并联的二极管D1?D4 组成。门极触发信号的调制波是频率为25Hz 的正弦波，载波是频率为50KHz 的锯齿波，开关管的工作频率是25KHz。D1?D4 是大功率快恢复二极管，以便为电感负载提供无功电流的通路，防止器件在关断过程中产生过电压。电容器C1?C4 代表开关管的寄生电容，电感Lc 代表变压器的漏电感和辅助电感，利用C1?C4 和Lc 实现零电压开关。高频变压器的副边由两个双向开关Sn、SP 接成全波整流电路结构，组成循环换流器，完成解调功能。每一个双向开关都由两个开关管和两个快恢复二极管连接而成。解调后的输出电压经滤波器给负载供电。
　　本文下述章节将对以图2 所示的采用循环换流器型的单相高频链DC/AC 变换器拓扑进行详细的分析讨论和设计。
　　1.2 替代工频变压器的原理在传统的逆变电源中，由于大部分采用的都是逆变器—工频变压器—滤波器的结构[8]，使得整个逆变电源又大又笨重，难以满足人们对现代电源高功率密度、高效率、高可靠性、小型轻量化的要求，而且由于制造工频变压器需消耗大量的铁和铜，所以使整个逆变电源的造价很高。
   2 双向电压型高频链逆变器系统设计
   2.1 系统结构设计双向电压型高频链逆变器系统主要由主电路、驱动电路、控制电路三部分组成。图5给出了整个逆变器系统的结构框图，其中，输入为220V，50HZ 的交流电压，输出额定电压为110V，频率为25HZ，输出额定电流为8A，利用输出电压负反馈构成双闭环控制结构，形成电压瞬时值反馈内环和电压有效值反馈外环，用于保证输出电压波形的正弦性以及电压调整率和负载调整率等性能，避免波形失真和输出电压波动。由于采用高频链逆变技术革除了工频变压器，系统的体积和重量都大大减小了。
   2.2 主电路主要器件的选择采用 IR 公司生产的功率MOSFET 管IRFP460 作为逆变器的功率开关。
　　高频逆变器输出的SPWPM 波不含直流和低频分量，仅含有开关频率附近及以上的频率成分，因此变压器的设计相对比较容易，正负半周期使用同一个原边绕阻，磁芯和绕阻的使用率较高[11]。
　　本文设计装置的输出功率为800W，高频逆变器的开关频率为25KHz，SPWPM 调制后输出SPWPM 波频率为25KHz，输入电压取为工作直流母线电压Vs=220×1.3=286V。
　　2.3 驱动电路设计
    2.3.1 驱动电路结构驱动电路结构的作用就是把控制电路输出的驱动信号进行适当的放大，然后再去控制住电路的电力电子器件开通和关断[12]。IR2110 是用于电力MOSFEI 和IGET 驱动的高压高速驱动器，具有两路独立的输出通道，输出电压Vout 在10V~20V 之间，输出电流Io 可达2A，另外，在驱动逆变桥时，为防止上下桥臂出现直通，设置了死区时间产生电路，V-H 和V-L 信号是由控制电路输出的驱动信号经过死区电路后得到的。在驱动周波变换器时，为了防止双向开关Sp 和Sn 同时关断而使输出滤波电感电流断续，危及器件的安全，设置了共态导通时间产生电路。死区电路和共态导通时间电路如图7 所示：图 7 中Ui 为控制电路输出的驱动信号，Uo 为加入死区时间和共态导通时间后的驱动信号。波形如图上所示，虚线为输入信号，实线为输出信号。图7（a）中当Ui 上升沿到来时，通过RC 充电，会有上升延迟，当Ui 下降沿到来时，Uo 通过快速二极管D 放电，延迟很小，可忽略。这样就可以在上升沿产生一个从虚线到实线的延迟，使得每次一个信号的下降沿结束之后，另一个信号的上升沿才开始，从而可以避免直通短路。死区时间的大小可以通过RC 参数来调节，一般控制在几百个纳秒。图7（b）为共态导通时间产生电路，与死去电路的作用正好相反，他是为了避免你死区时间的出现而设置的。其原理如下：假如在图2 中，周波变换器的两个双向开关Sp 和Sn 都不导通，因为其后的滤波电感电流不能突变，单是又没有续流通路，所以势必会感应出很高的电压威胁开关管的安全，使逆变器不能正常工作。
　　使Sp 和Sn 在切换时有一段同时导通的时间实验装置中设置的共态导通时间约为1.2us，其电路工作原理与死去电路类似。由于死区电路和共态导通时间产生电路都是通过电容的充放电来实现其工作原理的，通过它们的驱动信号波形会变得较为平缓，不利于驱动开关管，需要在后面加比较器电路将其整形为上升和下降沿较陡的驱动信号。
　　2.3.2 驱动信号产生电路根据 SPWPM 工作原理设计高频逆变器和周波变换器的驱动电压产生电路如图8 所示：
　　上图中Vc 为锯齿波信号，Verr 为误差调节信号，两者经由CA3130 运放组成的比较器后，生成调制SPWM 波反相波形，原来的下降沿变为上升沿，再通过触发双D 触发器CD4013，从而得到按照调制SPWM 波下降沿二分频的驱动波形Vhl，驱逆变器一个半桥的上桥臂，反相后驱动下桥臂，用反相正弦波做同样调制驱动另一个半桥，与此相同；下图中锯齿波Vc 做过零比较后输出方波信，锯齿波的直边对应方波上升沿，经过CD4013 二分频后，得到周波变换双向开关Sp 的驱动波形Vsp，将其反相即可得到双向开关Sn 的驱动波形。
  3 总结本文首先简单介绍了国内外对高频链逆变器的研究情况，在阐述高频链逆变技术产生和发展的基础上，从基于谐振的高频链DC/AC 逆变器拓扑结构和原理特性分析入手，对全桥双向高频链逆变电源的关键技术进行了深入研究和探讨。本文重点阐述了全桥双向高频链DC/AC 逆变电源的设计与实现，设计了系统的总体方案，并对逆变主电路、控制电路各部分及功率驱动电路中各项参数进行了详细的设计说明。

文章来自中国论文发表网，本论文网专业从事职称论文代写业务！如需转载请保留一个链接：http://www.lunwen56.com